1 引言
三相pwm整流器由于它能控制直流電壓和網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)而被廣泛應(yīng)用于四象限運(yùn)行變頻器的前端。電壓電流雙閉環(huán)控制算法的前題是獲得網(wǎng)側(cè)電壓的相位,而相位的捕獲大都是采用過零比較器，然后用dsp的capture來捕獲脈沖的硬件方法實(shí)現(xiàn)鎖相。雖然這種方法在工程上容易實(shí)現(xiàn)，但是當(dāng)網(wǎng)側(cè)三相電網(wǎng)電壓不平衡或者電壓含有諧波時(shí),就不能準(zhǔn)確的捕獲基波正序的過零點(diǎn),從而影響鎖相的精度。
本文在結(jié)合pwm整流器空間矢量解耦控制算法的基礎(chǔ)上，將軟件鎖相環(huán)技術(shù)應(yīng)用在pwm整流器控制算法中，并給出了此算法的工程設(shè)計(jì)方法。用matlab 中的simulik搭建了系統(tǒng)的仿真模型，并在仿真和實(shí)驗(yàn)中驗(yàn)證此算法的可行性。
2 軟件瑣相環(huán)原理及設(shè)計(jì)
2.1 硬件鎖相電路
圖1示出用dsp外圍的硬件鎖相電路原理圖。采用過零比較方式，即電網(wǎng)電壓在過零時(shí)刻觸發(fā)dsp的捕獲中斷，同時(shí)dsp的計(jì)數(shù)器開始讀取這次脈寬長(zhǎng)度，在捕獲中斷中讀取上一次捕獲寄存器的值。這種方案雖然硬件和軟件原理比較簡(jiǎn)單，易于工程實(shí)現(xiàn)，但是由于電網(wǎng)電壓在50hz附近波動(dòng)以及電網(wǎng)含有諧波或三相不平衡等問題，就很難保證相位的同步和精度了。尤其在整流處于能量回饋狀態(tài)，如果相位不能與電網(wǎng)同步，將給電網(wǎng)帶來諧波污染。
圖1 硬件鎖相電路
2.2 瞬時(shí)無功理論鎖相原理[1]
瞬時(shí)理論鎖相的基本原理是將三相輸入電壓ua、ub、uc轉(zhuǎn)換到靜止的aβ坐標(biāo)系，然后從靜止aβ的坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換到與電壓同步的旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系得到交流電壓的直流分量ud、uq。其中變換所用的旋轉(zhuǎn)角θ，是軟件鎖相環(huán)的輸出。如果鎖相角與電網(wǎng)電壓相位同步，則電壓輸出直流分量uq等于0。將0與鎖相變換后得到的uq相減后得到誤差變化信號(hào)，將其經(jīng)過pi調(diào)節(jié)器后可視為誤差信號(hào)ω，ω經(jīng)過一積分環(huán)節(jié)后的輸出即為電網(wǎng)電壓的相位θ。整個(gè)過程構(gòu)成一個(gè)反饋，通過pi來達(dá)到鎖相的目的。
若電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)候，電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)可描述為正序電動(dòng)勢(shì)、負(fù)序電動(dòng)勢(shì)、零序電動(dòng)勢(shì)三者的合成。三相不平衡電壓經(jīng)過靜態(tài)動(dòng)態(tài)坐標(biāo)變換后，只有正序分量轉(zhuǎn)換為直流分量，負(fù)序、零序經(jīng)過dq轉(zhuǎn)換后都是高頻分量，經(jīng)過高頻濾波后軟件鎖相的輸出就不受負(fù)序、零序的影響，這樣就能保證軟件鎖相跟蹤的是基波正序分量。算法中的濾波是通過積分環(huán)節(jié)來實(shí)現(xiàn)，仿真試驗(yàn)可以看出分析的正確性。圖2示出在0.17s時(shí)瞬時(shí)功率電壓鎖相跟蹤波形。
圖2 瞬時(shí)功率電壓鎖相跟蹤波形
從仿真結(jié)果圖中可以看出，電壓跟蹤波形迅速跟蹤輸入的電壓相位。
3 pwm整流器原理
3.1 pwm整流器數(shù)學(xué)模型
圖3示出三相pwm整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。設(shè)三相電網(wǎng)電壓平衡，網(wǎng)側(cè)電壓ua、ub、uc，交流側(cè)輸入濾波電感l(wèi)，直流側(cè)電容c，直流側(cè)負(fù)載電阻r，功率開關(guān)按采用的調(diào)制方式動(dòng)作。
圖3 三相pwm整流器的主電路結(jié)構(gòu)
由電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理得出在三相靜止坐標(biāo)系下的方程式(1)。采用空間坐標(biāo)變換，將式(1)變換到兩相靜止坐標(biāo)系uα，uβ，進(jìn)一步將uα，uβ靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)化到動(dòng)態(tài)坐標(biāo)系ud，uq，
(1)
轉(zhuǎn)換方程式(2)，
(2)
轉(zhuǎn)換后的方程式(3)，
(3)
在三相電壓平衡的情況下，電壓通過dq坐標(biāo)變換后為直流量，即
ud=um
uq=0 (4)
將上式(4)帶入式(3)，即得到電網(wǎng)同步dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)方程式(5)。
(5)
從上式看出兩項(xiàng)電流從在耦合，為了消除兩項(xiàng)之間的耦合，采用pi解耦控制[2][3]。
3.2 改進(jìn)的工程實(shí)現(xiàn)策略
結(jié)合軟件鎖相的原理和整流器的控制思想，克服傳統(tǒng)直接用比較器與dsp捕獲單元相結(jié)合的硬件方案的不足，提出軟件鎖相雙閉環(huán)空間矢量pwm整流器電流解耦控制方案，圖4示出軟件控制框圖。在工程中用ti 2406dsp作為主控芯片，利用定時(shí)器1下溢中斷實(shí)現(xiàn)控制算法。實(shí)現(xiàn)方法，系統(tǒng)啟動(dòng)置初次上電標(biāo)志。在下溢中斷中判斷是否初次運(yùn)行，如果是初次運(yùn)行則進(jìn)行軟件鎖相pi自動(dòng)調(diào)整程序，運(yùn)行幾秒軟件鎖相調(diào)整完后，關(guān)閉初次上電標(biāo)志，定時(shí)器下溢切入主算法計(jì)算狀態(tài)，圖5示出定時(shí)器下溢中斷流程圖。采用這種控制方案結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于工程實(shí)現(xiàn)。
圖 4 軟件控制框圖
圖5 定時(shí)器下溢中斷流程圖
4 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果
4.1 仿真結(jié)果
本文用matlab軟件對(duì)軟件鎖相雙閉環(huán)空間矢量pwm整流器進(jìn)行了仿真，仿真參數(shù)為交流側(cè)輸入電壓50v，系統(tǒng)功率1kw，直流母線電壓給定150v，負(fù)載50ω，交流側(cè)濾波電感5mh。圖6a示出電壓給定150v時(shí)直流側(cè)電壓udc的輸出，可以看出電壓紋波很小。圖6b示出單位功率因數(shù)運(yùn)行狀態(tài)下交流側(cè)電壓usa和電流isa相位波形。圖7a示出整流狀態(tài)突變到逆變狀態(tài)直流電壓輸出電壓udc迅速達(dá)到給定電壓。圖7b示出整流狀態(tài)突變到逆變狀態(tài)下交流側(cè)電壓usa和電流isa的波形，可以看出二者相位正好相同和相反，即達(dá)到單位功率因數(shù)運(yùn)行。由此可見在軟件鎖相算法的可行性。
(a)udc的波形 (b)usa和isa的波形
圖 6 整流狀態(tài)輸出波形
(a)udc的波形 (b)usa和isa的波形
圖 7 整流到逆變狀態(tài)輸出波形
從仿真的結(jié)果可以看出，在采用軟件鎖相環(huán)后系統(tǒng)處于整流狀態(tài)或者逆變狀態(tài)都可以達(dá)到功率因數(shù)運(yùn)行，并輸出電壓很穩(wěn)定。
4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
在仿真的基礎(chǔ)上采用ti dsp2406搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)軟件鎖相pwm整流器算法進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。樣機(jī)功率1.1kw，交流側(cè)電抗5mh，交流側(cè)輸入電壓50v，整流輸出電壓200v，負(fù)載電阻50ω。圖8a示出直流側(cè)電壓udc的輸出，圖8b示出交流側(cè)電壓usa和電流isa相位波形。由圖8可見，實(shí)驗(yàn)結(jié)果和仿真結(jié)果一致，再次證明理論分析的正確性。
(a)udc的波形 (b)usa和isa的波形
圖 8 實(shí)驗(yàn)波形
5 結(jié)束語
本文把軟件鎖相環(huán)原理應(yīng)用到三相pwm整流器控制中，代替了傳統(tǒng)的硬件鎖相，實(shí)現(xiàn)了對(duì)電網(wǎng)電壓的無差跟蹤，并在動(dòng)態(tài)坐標(biāo)系中構(gòu)成了軟件瑣相控制系統(tǒng)，還簡(jiǎn)化了硬件控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。另外該電流空間矢量算法可以對(duì)無功有功獨(dú)立控制。樣機(jī)實(shí)驗(yàn)論證了理論分析的正確性，在工程上具有一定的參考價(jià)值。
：岳紹義
：15303736697
：新鄉(xiāng)宏達(dá)振動(dòng)電機(jī)設(shè)備有限責(zé)任公司
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